直流稳压电源的设计方法范例(3篇)

直流稳压电源的设计方法范文篇1

简介

基于微处理器的器件需要使用稳压电源(PSU)以检测输入功率损耗和继续在完成内存备份(即将关键数据写入非易失性存储器)的时间内进行供电。

设计连续输出功率的一种方法是：生成较高的输出电压和使用线性稳压器生成所需的较低电压。线性稳压器输入端电容用于提供维持时间。但遗憾的是，这种方法会降低电源的整体效率，原因是它需要使用次级线性稳压器，进而需要更大的变压器和元件，使得电源电路初级侧的额定功率更高。

另一种解决方案是使用已知的导通时间延长技术，这种方法在PowerIntegrations(PI)的一系列离线式开关IC中得到采用。在PI芯片中，导通时间延长功能与开/关控制功能相结合，用来提供稳压。这两种技术都可以替代传统的脉宽调制(PWM)控制，而无需添加额外的电路。

内存备份功率要求

需要在关断之前存储关键数据的产品应用通常会使用EEPROM内存，并需要获得稳压电源电压，以便在完成内存写周期的时间持续供电。对于某些EEPROM内存而言，写周期时间可能长达10ms。为了提供足够的写周期时间，标准的做法是：通过关闭所有外设和不必要的额外负载来降低断电序列条件下的功耗。直流总线电压和断电序列的关系，从而可以有效利用储存在输入直流总线端滤波电容中的能量。

功率转换器阶段需要使用储存于输入滤波电容中的能量，以便将输出电压维持在稳压限制范围之内。在图2中，这代表着直流总线电压从Vmin2降到Vmin3，及进行数据备份所需要维持的一段时间(检测到输入失败情况后)。

对于大多数低功率应用而言，反激式转换器因为具有成本低、元件数量少和在通用输入应用中易于设计等优势，而成为一种可选的拓扑结构。我们将用两个反激式转换器进行比较，来说明导通时间延长技术的效率及其对电容选择的影响：一个反激式转换器在非连续导通模式工作一固定频率技术(DCMFF)，而另一个则利用导通时间延长来实施非连续导通模式一占空比扩展技术(DCMDE)。

输入电压下降时的功率输出

案例1：DCMFF一最大占空比为50％。

在本例中，我们将针对工作频率为100kHz并使用了一个500μH初级电感的21.25W(5V@4.25A)电源设计，对最大占空比为50％的DCMFF转换阶段的功率输出能力进行测评。假设能效为84％。

此设计的Vmin为100V。当直流总线电压为100V时，如果所连负载等于满载(即21.25W)，则占空比将达到最大值。

对于最大占空比为50％的DCMFF设计最大输出功率与直流总线电压之间的关系如公式(1)所示。

电路的最大功率能力将随着电压的下降而下降，对于为50％满载的负载，电路可以维持输出端稳压，使直流总线电压仅下降到69V。

案例2：DCMDE一导通时间延长而不改变关断时间可以自动扩展占空比。要使导通时间延长方法与固定频率DCMFF方法进行可行性对比，需要将VmⅢ=100V下的占空比假设为50％。其结果是，电路在100V直流输入电压下输出满载功率时的初级电感值相同，以及高于100VDC的直流总线电压具有相同的工作条件。

电路工作情况：电路的工作情况与DCMFF配置相同，直到直流输入电压降到与Vmin相等的值。随着输入电压降到Vmin以下，tO-tl的时间间隔将被延长，直到初级电流达到预定的峰值初级电流值，后者等于输入电压为Vmin(占空比为50％)时的预计值。t1到t2的时间间隔保持不变，且等于正常工作条件下开关频率的时间间隔的一半。

输入电压下降时初级绕组电流波形的变化。由于电感电流斜率随着输入电压的降低而降低，因此初级电流达到所需的峰值电流值将需要更长的时间。虽然通过延长导通时间间隔可以自动降低工作频率，但每个工作周期储存在电感中的能量仍将保持不变。工作频率下降可以导致电路的最大功率能力随之下降。此时，电路的最大功率能力曲线表现为不同的形状。

最小输入电压与最大输出功率之间的关系如公式(2)和公式(3)所示。

对比以上两条曲线可以明显确定，与DCMFF(固定频率占空比限制)设计相比，导通时间延长方案可以使功率转换器在较低的输入电压下输出更高的功率。

通过这两条曲线还可以看到，对于输出端50％的负载，DCMFF可以维持直流总线电压降至大约69V的稳压，而DCMDE转换器则可以维持低至31.5V的稳压。因此，DCMDE方法使电源能够为内存备份操作提供更长的维持时间，充分利用储存于输入电容中的能量。

直接输入总线滤波电容值的选择

直流总线滤波电容可以用来将转换器阶段的输入电压维持在等于或高于Vmin值的水平，使转换器可以保持工作并维持稳压。转换器在td期间所需的能量由放电电容提供。所需的电容值可以通过公式(4)进行估算。

90VDC或100VDC的值是转换器最小直流总线电压的最佳选择。Vmin值进一步减小有助于降低输入端所需的电容值，但这也会导致初级绕组中的峰值电流大幅升高，并且还需要过大设计电路中的开关元件。

如果开关电源必须保持工作并在干扰期间提供稳压输出电压，则必须对其输入电容进行选择，以使最小输入RMS电压比额定电压低30％，即120V系统的最小输入RMS电压约为84VAC(参见公式(5)和公式(6))。

在任何给定输入电源电压情况下，时间td是工作频率的函数。

在不同转换器工作频率下的不同最小直流总线电压值(Vmin)所需的输入电容估计值。三组曲线分别表示：不需要任何维持的条件下的额定电容；4ms的维持时间；输入电源线电压频率的一个半周期的维持时间。

对于正常工作情况或存在短时间电源线干扰的工作情况，提供了易于使用的倍增系数，用于计算所需的电容值。此电容的值称为Cn或额定电容。

用于在断电序列期间维持稳压的直流总线电压最小值可以从图4得出，或使用公式(1]和公式(2)计算得出。然后，可以使用公式(7)来计算输入端所需的电容值，以确保在完成断电序列期间能够提供足够长的维持时间。

Ch=完成断电序列或内存备份所需的电容

Pr=在断电序列期间降低的输出功率水平

ηr=功率水平降低时的转换器效率

th=断电序列的持续时间

Vs=断电序列开始时的直流总线电压

Ve=功率降低时维持稳压所需要达到的直流总线电压

如果ch远远大于cn，则必须使用较高的值。可以通过提高Vmin来减小计算的Cn和ch值之间的差异。

对于设计用于在低至100VDC的直流总线电压下工作且必须在低至47Hz的频率下工作的20W通用输入电源来说，正常工作情况下的输入电容值或cn将大约为100gF，其前提是转换器效率超过85％。

如果在输入电源失败后必须至少在35ms的时间内提供稳压电源(以便完成EEPROM写周期)，那么电容ch中必须具备足够的能量。

如果内存备份期间所需的负载为10w(满载的50％)，且电源采用最大占空比为50％、固定频率100kHz控制器设计而成，那么所需的电容值将为172μF，该值可以使用公式(1)、公式(4)或图4计算得出。

如果将此电源的控制方案修改为使用导通时间延长技术，则所需的Ch值可大幅减少到100μF，使用公式(4)或图4可以计算出该值。因此，无需扩充输入电容便能满足延长的(35ms)功率要求。

在前面的示例中，假设在较低直流电压和50％的负载条件下运行时转换器功率降至78％(在实际设计中，这一点可经过全面验证)。

导通时间延长技术的限制

虽然导通时间延长可显著提高反激式电源的功率输出，但必须注意的是，不要让电源在延长的导通时问下无限期地运行。导通时间在超过正常极限之外的任何延长均会导致RMS电流的增加，从而导致MOSFET及初级绕组上的功率全部耗尽。

直流稳压电源的设计方法范文

关键词:稳压电源;单片机;D/A转换;直流电源;电压调节

中图分类号:TM131文献标识码:A文章编号:1009-2374(2009)21-0036-02

随着电力电子技术的迅速发展,直流电源应用非常广泛,其好坏直接影响着电气设备或控制系统的工作性能。直流稳压电源是电子技术常用的设备之一,广泛的应用于教学、科研等领域。传统的多功能直流稳压电源功能简单、难控制、可靠性低、干扰大、精度低且体积大、复杂度高。而基于单片机控制的直流稳压电源能较好地解决以上传统稳压电源的不足。其良好的性价比更能为人们所接受,因此,具有一定的设计价值。

一、系统设计

(一)方框图设计

该电路采用单片机(AT89C51)作为主控电路,由三端集成稳压器(LM317)作为稳压输出部分。另外,电路还增加参考电压电路、D/A转换电路、电压放大电路、显示电路等部分电路。其方框图如图1所示:

整个电路的运行需要模拟电压源提供+5V,±15V的模拟电压,以便使电路中的集成数字芯片能够正常工作。电路运行时,首先由单片机设置初始电压值,并送显示电路显示。然后将电压值送D/A转换电路进行数模转换,再经放大电路进行电压放大,最终反馈到三端集成稳压器(LM317)输出模拟电压。

(二)硬件设计

本电路的硬件组成部分主要由单片机(AT89C51)、变压器、整流电路、滤波电路、稳压器(LM317)、参考电压电路、D/A转换电路(DA0832)、放大电路、显示电路等组成。

硬件电路如图2所示,整个电路通过单片机(AT89C51)控制,P0口和DAC0832的数据口直接相连,DA的CS和WR1连接后接P26,WR2和XFER接地,让DA工作在单缓冲方式下。DA的11脚接参考电压,通过调节可调电阻使LM336的输出电压为5.12V,所以在DAC的8脚输出电压的分辨率为5.12V/256=0.02V,也就是说DA输入数据端每增加1,电压增加0.02V。

DA的电压输出端接放大器OP07的输入端,放大器的放大倍数为(R8+R9)/R8=(1K+4K)/1K=5,输出到电压模块LM317的电压分辨率为0.02V×5=0.1V。所以,当MCU输出数据增加1的时候,最终输出电压增加0.1V,当调节电压的时候,可以以每次0.1V的梯度增加或者降低电压。

本电路设计两个按键,S1为电压增键,S2为电压减键,按一下S1,当前电压增加0.1v,按一下S2,当前电压减小0.1V。

显示部分由三位共阳数码管和74LS164串入并出模块组成,电路如图3所示,可以显示三位数,一位显示十位,一位显示个位,另外还有一个小数位,比如可以显示12.5v,采用动态扫描驱动方式。本主电路的原理就是通过MCU控制DA的输出电压大小,通过放大器放大,给电压模块作为最终输出的参考电压,真正的电压,电流还是稳压模块LM317输出。

(三)软件设计

在本电路中由于CPU的工作任务是单一的,因此,源程序的工作过程为:系统上电复位后,默认输出9V电压,然后扫描S1,S2键,当S1或S2键有按下时,程序跳转至相应的按键处理子程序,经按键子程序处理后,再嵌套调用显示子程序,完成显示与输出操作后返回主程序,继续扫描此两键,程序运行原理如下:

程序设计需要考虑的主要问题有两个方面:一方面要找出数字量Dn与输出电压的关系,这是程序设计的依据;另一方面要建立显示值与输出电压值的对应关系,这是程序设计是否成功的标志。因为在本系统中,显示的输出电压值不是之前从输出电路中通过检测得到的,因此显示与输出并不存在直接联系。但为了使显示值与实际输出值相一致,在程序编写时,必须人为地为两者建立某种关系。采用的方法是:在程序存储器中建立TAB1和TAB2两张表格,TAB1放101个Dn值,数值从小到大顺序排列,其值分别对应输出电压0～10v,TAB2存放数码显示器0～9字符所对应的数据。TAB1表格的数据指针存放在内存RAM中23H单元,内存20H,21H和22H三个单元分别存放数码显示器小数点一位,个位和十位的字符数据指针。在主程序中初始化后之后首先给23H赋予40的偏移量,这个偏移量指向TAB表中的Dn为145,此值对应的输出电压为9V,由于这个原因,必然要求显示器显示的字符为“05.0”,为此,须分别给20H,21H和22H赋予0,5和0的偏移量,这三个偏移量分别指向TAB2中0,5和输出两者之间就建立了初步的对应关系。为了使两者保持这种对应的关系,在K1和K2按键处理子程序中,必须使23H,20H,21H和22H四个数据指针保持“同步”地变化,即为当K有键时,23H单元增加1指向下一Dn时,20H单元也相应增加1指向下一字符,并且20H单元(小数点一位指针)、21H单元(个位指针)和22H元(十位指针)应遵循十进制加法的原则,有进位时相应各位应作出相应地变化;当K2有键时,23H单元减1指向前一Dn时,20H单元也相应减1指向前一字符,并且20H,21H,22H三个单元的数据指针应遵循十进制减法原则,有借位时相应的各位须作出相应地变化。按照这一算法只要控制TAB1表格数据指针不超出表格的长度就能使显示值与输出值保持一一对应的关系,即显示器能准确地显示出电源输出电压值的大小,达到电路设计的目的。由于理论计算与实际情况还存在着一定的差异,为了使显示值更加接近实际输出值,本电路需要对输出电压进行校正。

二、调试与分析

调试仪器:数字万用表、电烙铁、斜口钳、尖嘴钳、吸锡器、镊子。

硬件调试:首先检查整个电路,电路连接完好,没有明显的错连,漏连。接上电源,电源指示灯亮,数码管显示初始电压值+5V,用万用表的两只表笔测试LM317的输出电压为4.96V。当按下S1键一次,数码显示电压值变为4.9V,万用表读数变为4.85V。再按下S2键一次,数码显示电压值变为5.0V,万用表读数再次变为4.96V。通过改变显示电压值,用万用表测得几组输出电压数据见表1:

系统平均误差Δd=0.41V。

误差原因分析:(1)工作电源不够稳定,不能为数字集成块提供精确工作电压;(2)电路参数设定不够精确;(3)提供给D/A转换的参考电压不够精确,使得转换过程存在误差;(4)单片机的P0口传输给D/A转换的数据不够准确,使得输出出现误差;(5)系统缺少电压电流采样电路。

三、结语

在本文中,实现了以单片机为核心的直流稳压电源的智能控制,达到了预期的目的和要求。

参考文献

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直流稳压电源的设计方法范文

关键词：稳流控制；通讯方式；PID参数设定；装置模块化；反馈信号

中图分类号：TM712文献标识码：A文章编号：1009-2374（2014）09-0045-03

1概述

目前国内电解铝行业直流大电流自动稳流控制系统仍采用早起北京整流变压器厂研制的模拟电子电路控制原理，后经包头铝业集团动力公司科技人员在此基础上将多年实践运行经验结合PLC可编程序控制器技术开发出了数字式稳流控制系统得到广泛应用。该系统工作原理是通过改变主回路饱和电抗器偏移绕组或控制绕组的电流来改变电抗器中的磁势（电抗值），即自饱和电抗器作为直流电流恒流控制的主要执行器件，是将整流机组输出的直流电流通过直流互感器变换，由稳流系统将变换后的电流转换成4-20mv电压信号反馈给PLC，与给定信号比较，PLC进行PID计算，控制输出脉冲的占空比，改变IGBT的输出电流，从而使整流元件自然换向角延迟，达到调整系统直流电流在给定值的目的。其直流电流的调节方式根据主回路整流柜元件的不同有二种调节方式：即整流调压变压器有载调压+自饱和电抗器+硅整流柜的组合方式，变压器有载开关粗调，电抗器细调及整流调压变压器有载调压+可控硅整流柜的组合方式，变压器有载开关粗调，可控硅细调的调节方式。目前国内大型电解铝企业多采用第一种方式。它的调压范围设计一般在50～70V/DC之间。

2自动稳流控制系统在实际运行中存在的问题

随着整流设备制造技术的不断发展，单机组直流电流由20000A上升到100000A，电压由600V/DC也提升到了1500V/DC左右，电解铝向系列电流500KA、单系列年产能30～40万吨方向发展，而整流机组稳流控制系统在技术上基本没有研究和发展，致使系列直流电流在效应瞬间波动范围达到16000A左右，电压的波动幅度也在50V左右。产生如此较大幅度波动的因素主要表现在以下几点：

稳流装置在设计时未考虑整流系统谐波对稳流控制系统的影响以及通讯方式。

饱和电抗器的控制绕组和偏移绕组结构基本一样，特性一致，控制却不尽相同。目前稳流系统电源部分，对偏移绕组的控制电路采用单相调压器调压、经单相变压器降压、再经过单相桥式整流、后置电路直接控制电抗器偏移绕组；而电抗器控制绕组电源部分采用三相整流变压器、再经过三相桥式整流、加上后置电路、由PID调节控制IGBT模块、调节电抗器控制绕组的电流大小。这两种电源电路电压波形存在差异，对饱和电抗器铁芯助磁和消磁的电流不对称。

饱和电抗器控制和偏移绕组在没加直流控制电流的情况下可感生出300Hz的非正弦交流电压、幅值大小不一，约在800～2600V之间，易造成反馈板、触发板和IGBT模块损坏。

稳流控制PID用总调方式下、在“目标值”临界点时，各机组之间有“翘翘板”式的波动现象，即在总调模式下各机组电流分配是在小闭环（单机组闭环系统）与大闭环（系列电流闭环系统）系统双重作用下进行调节，在小闭环调节过程中同时接受大闭环的调节指令，造成机组输出电流的不断变化。

调变有载开关一般只压1～2档（1档居多）。有载开关每升降1档，系列直流电压升降在8～14V/DC之间（与变压器容量及有载开关级数有关），在电解系列产生一个效应（约30V左右）时，系列电压释放8～14V/DC，覆盖不了30V的效应电压。压至2～3档时往往导致饱和电抗器工作于非线性区，稳流不起作用。

压档太多（3～4档）系统功率因数降低较多，电压质量下降，不能满足电网基本要求。

压档太多（3～4档）时，电解效应瞬间熄灭后，PID响应速度慢，系统波动较大，容易引起直流过电流，导致机组跳闸。

3整流机组稳流控制系统的改进理念

稳流控制系统信号的上传以及各机组稳控柜之间的通讯连接，均应采用光缆通讯，通讯速度快，不受强电、磁场及谐波干扰。

稳流控制单元结构模块化，接线简单，便于安装、检修、更换。如配置4台逆变直流控制电源，2台分别用于2组控制绕组，2台分别用于2组偏移绕组。配置1台2路直流电流测量显示及PID控制箱，即组成一套单机组测量显示及稳流控制系统。使原稳流控制系统采用单相、三相电源变压器、平波电抗器及DCS-800等元器件得到彻底改进。

采用PID控制箱后，在没有后台计算机情况下，可现场通过面板设置各种参数；有直流电流测量显示功能（0.2级）；有直流过载参数设定功能；PID控制参数设定功能；实际测量值和设定目标值有直观的光标及数字2种显示功能。通过网络通讯功能，可实现由主控室后台计算机对稳流运行参数的读取和修改；稳流PID控制电源部分设有恒压功能的小型电源滤波器，可有效改善电解企业电网中谐波影响，并保证交流电源电压在120～250V波动时对测量和控制无影响。

逆变直流控制电源，最高电压15V，最大电流30A、偏移和控制电源结构相同，可以内触发控制（本控）给电抗器偏移绕组用，也可外触发控制（由PID控制）给电抗器控制绕组用。在整流变电抗器端子箱处配置阻容吸收回路，能吸收饱和电抗器工作过程中控制和偏移绕组感生的、频率300Hz的非正弦交流尖峰电压。

稳流控制只采用小闭环调节控制系统，可有效避免总调方式下机组间“翘翘板”式的波动，单柜一直在自动闭环方式下运行，取消手动稳流控制方式。PID控制计算只对给定的某一数值与反馈数值大小进行比较、跟踪与调节，只采集直流电流传感器信号作为反馈信号，取消传统的交流反馈作为后备反馈的做法。因为交流反馈只能反应电流变化的大小趋势，交流反馈折算值和直流测量的直流电流值之间不成线性比例，不能作为PID控制的反馈信号用。

为满足电解投产初期及后期、机组全投或检修等各种情况下稳流系统跟踪、调节响应速度的需要，计算机后台对PID控制参数设定除“比例，积分”外，还应该增加对PID积分隔离区、PID控制输出幅值比例、控制回差部分的参数设定。

4运行效果

经我们将改进后的稳流控制系统投入运行5个月的情况分析，改进后的稳流控制系统技术性能基本符合大电流系统：

单机组及系列电流精度：≤0.2%

系统响应速度≤3S

同机组A、B柜电流差值≤100A

机组之间电流差值≤100A

稳流深度：能最大发挥饱和电抗器的作用。